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        变压器

        高频变压器设计Flyback变压器设计

        admin2021-11-16变压器1

        01

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        摘要

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        高频变压器是现在电子变压器行业关注的热点,很多工程师都希望了解高频变压器的设计方法,在此和大家简要分享几个高频变压器设计方法,希望对大家有用。

        关键词:高频变压器;选择;

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        02

        引言

        高频变压器的设计包括:线圈参数的设计,磁性材料的选择,磁芯结构的选择,磁芯参数的设计,变压器结构的选择等方面。


        输入条件

        以下对高频变压器线圈参数的设计、磁性材料的选择、磁芯结构的选择、磁芯参数的设计和变压器结构的选择进行简要介绍。

        03

        最大输入电压Vinmax:310V

        线圈参数的设计

        最小输入电压Vinmin:110V

        高频变压器的线圈参数包括:线圈圈数、线材直径、线材类型、绕组排布和安全绝缘的设计。

        第一路输出电压Vo1:5V

        初级绕组圈数由外加激磁电压或者初级绕组激磁电感来决定,圈数不能过多也不能过少。如果圈数过多,漏感会增加,且增加绕线工时;如果圈数过少,在外加激磁电压比较高时,有可能使匝间电压降和层间电压降增大,而必须额外加强安全绝缘。次级绕组圈数由输出电压决定。线材直径决定于绕组的电流密度。另外,线材直径的大小还与漏感强相关。

        第一路输出二极管压降VD1:0.7V

        第一路输出电流Io1:0.5A

        第二路输出电压Vo2:12V

        第二路输出二极管压降VD2:0.7V

        第二路输出电流Io2:5A

        开关频率fs:70kHz

        效率η:0.88

        输出电流纹波Krp[1]:0.4

        04

        最大占空比Dmax[2]:0.45

        填充系数Ku:0.2

        绕组排布方式

        最大磁通密度Bmax:0.3T

        电流密度J:6A/mm^2

        ■如果是降压变压器,可以采用次级绕组靠近磁芯,接着绕反馈绕组,初级绕组在最外层的排布方式,这样有利于初级绕组对磁芯的安全绝缘设计。

        ■如果要增加初级与次级绕组之间的耦合,可以采用一半初级绕组靠近磁芯,再绕反馈绕组和次级绕组,最外层再绕一半初级绕组的排布方式,这样有利于漏感的减少。

        [1]这个值是针对CCM模式,如果Flyback完全工作在DCM模式则Krp=1。

        降压变压器的初级圈数不能太少,否则,匝间或者层间电压相差过大,容易引起局部短路。

        对于安全绝缘的安排,首先要注意使用的线材、骨架、绝缘材料的等级要与磁芯和绕组允许的工作温度相匹配。温度等级低,满足不了耐热要求,温度等级过高,则会增加不必要的材料成本。其次,在圆柱形磁路上绕线的线圈,最好采用骨架,这样才可以保证安全绝缘,又能简化绕线工艺。另外,线圈最外层和最里层,高压和低压绕组之间都要加强安全绝缘。如果一般绝缘可包覆一层绝缘胶带,加强绝缘应包覆2~3层绝缘胶带。

        [2]为什么在Buck、Boost和Buck-Boost电感中占空比可以直接计算,而Flyback需要预先确定?根据Flyback的工作原理,Vo/Vin=(Ns/Np)*D(1-D)。在不知道匝比的情况下就需要先确定占空比。其实在设计过程中分数匝常常涉及取整,从而导致匝比的变化,匝比的变化又会影响最大占空比。所以Flyback变压器的设计有时候需要迭代。至于这个最大占空比为什么预先设定为0.45?这个后边再说吧。

        05

        计算过程

        1.计算峰值电流及原副边电流有效值

        在计算之前再说明一下为什么要计算电流峰值和电流有效值。电流峰值对应着磁通密度最大值,以此确定磁芯是否饱和;电流有效值是用于粗略的估算线规的,确定导线的线径。这里也顺便推导了一下原副边绕组里的电流波形,一方面能更方便的利用软件计算有效值,一方面以后进行绕组优化设计的时候需要对绕组电流波形进行傅里叶分解。要不一直蹭蹭算,不知道为啥算也挺憋屈的。

        a. 输入平均电流

        Idc=(Vo1*Io1+Vo2*Io2)/(η*Vinmin)

        Idc=0.625A

        磁性材料的选择

        高频变压器磁芯一般选择使用软磁材料。软磁材料有以下特征:较高磁导率、较低矫顽力、较高电阻率。磁导率高,在线圈圈数不变时,通过不大的激磁电流就能有较高的磁感应强度,线圈就能承受较高的外加电压,因此在输出功率保持不变的情况下,可减少磁芯体积。矫顽力低,磁芯的磁滞回环面积较小,那么铁耗也就较小。电阻率较高则涡流会比较小,铁耗也相应减少。

        铁氧体材料是软磁材料的一种,和其它软磁磁性材料一样,软磁铁氧体有电阻率高、交流涡流损耗小的优点,且价格相对较便宜,易加工成各种形状的磁芯,缺点是工作磁通密度较低、磁导率不高、磁致伸缩大、对温度变化比较敏感。它比较适合高频下使用,因此,高频变压器一般选择铁氧体材料作为磁性材料。

        06

        磁芯类型的选择

        b. 峰值电流计算

        (1) 原边电流峰值及电流波形

        高频变压器设计时选择磁芯类型应考虑的因素:降低漏磁和漏感,增加线圈散热面积,有利于屏蔽,线圈绕线容易, 装配接线方便等。

        在高频变压器磁芯结构设计中,对窗口面积的大小,要综合考虑各种因素再决定。为了防止高频电源变压器从里向外和从外向里的电磁干扰,有些磁芯结构在窗口外面有封闭和半封闭外壳。封闭外壳屏蔽电磁干扰作用好,但散热和接线不方便,必须留有接线孔和出气孔。半封闭外壳,封闭的地方起屏蔽电磁干扰作用,不封闭的地方用于接线和散热。如果窗口完全开放,接线和散热方便,屏蔽电磁干扰作用差。

        Flyback变压器原边电流波形及函数如下,

        07

        图1 Flyback变压器原边电流波形及函数关系

        图1中原边电流平均值为Idc,梯形波电流中心值为Ia,二者关系如下:

        由上式可计算原边梯形波中心值,

        磁芯ΔB参数的选择

        高频变压器磁芯参数选择时,须了解工作磁通密度不只是受磁化曲线限制,还要受损耗的限制,同时还与功率传送的工作方式有关。

        对于磁通单方向变化的工作模式:ΔB既受饱和磁通密度限制,又受损耗限制。

        对于磁通双方向变化的工作模式:工作磁滞回线包围的面积比局部回线大得多,损耗也大得多,ΔB主要受损耗限制,而且还要注意出现的直流偏磁问题。

        Ia=Idc/Dmax=1.389A

        对电感器功率传送方式,磁导率是有气隙后的等值磁导率,一般都比磁化曲线测出的磁导率小。

        原边电流纹波系数与之前一样,

        △I=Krp*Ia=0.556A

        08

        变压器结构的确定

        高频变压器结构分为卧式和立式两种。如果选用平面磁芯、片式磁芯和薄膜磁芯,都采用卧式组装结构,上下表面比较大,有利于散热;其它的都采用立式结构。另外,组装结构中采用的五金件或端子等尽量采用标准器件,便于采购,减少研发时间,降低研发成本。

        原边梯形波中心值与原边峰值电流的关系,

        09

        Ipk=Ia+△I/2=1.514A

        变压器工作点测定

        对于新选择的磁芯,厂商提供的磁感应强度值并不一定准确,建议先粗略测试,具体测试方法如下:将调压器接至初级线圈,用示波器观察次级线圈输出电压波形,将初级线圈的输入电压逐渐升高,直到示波器显示的波形发生突变,此时可确定磁芯已饱和,根据公式:U=4.44fN1Φm可推知在磁感应强度值。

        10

        将梯形波中心值、纹波电流、最大占空比和频率代入图1中的函数即可得到原边电流波形。

        结束语

        高频变压器设计与磁学、电路强相关,做好变压器设计,需要脚踏实地,学习磁学及电路相关基础知识,不懂电路的高频变压器设计就是无源之水,设计出来的产品很难符号客户电路的真正要求。

        因此,了解电路,再设计变压器是我们变压器工程师的重中之重。

        图2 Flyback变压器原边Np电流波形

        (2) 副边电流峰值及电流波形

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        副边电流波形的推导与原边电流波形类似。不同的是在0~Ton内,副边电流为零;在Ton~T内,副边电流线性下降。

        副边1电流平均值为:

        Idc_s1=Io1=0.5A

        副边1梯形波中心值:

        Ia_s1=Idc_s1/(1-Dmax)=0.182A

        副边1电流纹波系数与之前一样,

        △I_s1=Krp*Ia_s1=0.073A

        副边1梯形波中心值与副边1峰值电流的关系,

        Ipk_s1=Ia_s1+△I_s1/2=0.219A

        由(Ton,Ipk_s1)和(T,Ipk_s1-△I_s1)即可确定副边1的电流波形。

        图3 Flyback变压器副边Ns1电流波形

        同理可计算副边2的相关电流。

        副边2电流平均值为:

        Idc_s2=Io2=5A

        副边2梯形波中心值:

        Ia_s2=Idc_s2/(1-Dmax)=9.091A

        副边2电流纹波系数与之前一样,

        △I_s2=Krp*Ia_s2=3.636A

        副边2梯形波中心值与副边2峰值电流的关系,

        Ipk_s2=Ia_s2+△I_s2/2=12.727A

        由(Ton,Ipk_s2)和(T,Ipk_s2-△I_s2)即可确定副边2的电流波形。

        图4 Flyback变压器副边Ns2电流波形

        c. 电流有效值计算

        其实原副边电流有效值可以直接在MathCAD中对波形进行积分计算,这样就不用关注中间的计算细节。当然,下面也详细说明一下电流有效值的计算公式。

        根据有效值定义,

        将Dmax、Ia及△I代入上式,可得原边电流有效值

        Iprms=0.932A

        同理,可得副边电流有效值

        Is1rms=0.135A

        Is2rms=6.742A

        2. 计算感量

        电感感量:

        L=(Vinmin*Dmax)/(f*?I)

        L=1272uH

        3. 计算交流磁通密度

        电感感量:

        Bac=((△I/2)/Ipk)*Bmax

        Bac=0.055T

        4. AP法选磁芯

        AP值:

        AP_cal=[(1+η)*Vinmin*Iprms*Dmax]/(Ku*Jc*f*2Bac)

        AP_cal=9376mm^4           

        磁芯选?。篜Q2625

        磁芯有效截面积:

        Ae=120mm^2

        磁芯窗口面积:

        Aw=84.5mm^2

        磁芯有效磁路长度:

        le=55.5mm

        磁芯体积:

        Ve=6530mm^3

        磁芯AP值:

        AP_core=10140mm^4

        5. 变压器变比

        变压器变比理论值Np:Ns1:

        n_cal=(Vinmin*Dmax)/((Vo1+VD1)*(1-Dmax))

        n_cal=15.79

        变压器变比理论值Np:Ns2:

        n_cal=(Vinmin*Dmax)/((Vo2+VD1)*(1-Dmax))

        n_cal=7.09

        这里计算出来的变比只是理论值,不用考虑在这种变比下原副边匝数是多少。因为在绕组匝数计算过程中涉及到取整,所以变比会稍微调整。

        6. 匝数计算

        原边匝数计算:

        Np_cal=(Vinmin*Dmax)/(fs*2Bac*Ae)

        Np_cal=53.53

        副边1匝数计算:

        Ns1_cal=((Vs1+VD1)*(1-Dmax))/(fs*Ae*2Bac)

        Ns1_cal=3.39

        取整之后Ns1=3

        副边2匝数计算:

        Ns2_cal=((Vo2+VD2)*Ns1)/(Vo1+VD1)

        Ns2_cal=6.68

        取整之后Ns2=7

        副边匝数取整之后再复算原边匝数

        Np_cal=Ns1_actual value*n

        Np=47.37

        取整之后Np=47

        7. 最大占空比核算

        在设计之初,是先设定一个最大占空比,然后确定匝比等其他参数。在匝数计算过程中会有取整,所以匝比会有调整,所以这里会核算针对所设计的变压器真实的最大占空比。

        真实的匝比Np:Ns1

        n=Np/Ns1

        n=15.67

        实际的最大占空比:

        Dmax=(n*Vo1)/(n*Vo1+Vin)

        Dmax=0.416

        到此针对特定磁芯、特定绕组匝数及特定输入输出条件的最大占空比就确定了,那么有一个问题,就是之前的计算都是基于预设的最大占空比计算的,其实这并不影响变压器的设计,只需要把电流和感量迭代一次就好。

        8. 最大磁通密度核算

        根据法拉第感应定律,最大占空比的变化会影响交流磁通密度的变化,从而影响最大磁通密度的变化。所以,当磁芯,匝数,最大占空比都确定后一定需要再次确认最大磁通密度,确保磁芯不会饱和。

        交流磁通密度计算:

        Bac=(Vinmin*Dmax)/(f*2Np*Ae)

        Bac=0.058T

        最大磁通密度计算:

        Bmax=Bac/((△I/2)/Ipk)

        Bmax=0.316T

        接下来就需要确认线规、填充系数和气隙了,这个跟之前的计算方法相同,就不再详细说明了。

        输出结果

        磁芯尺寸:PQ2625

        磁芯材料:DMR95或同等材料

        原边绕组匝数:47

        副边1绕组匝数:3

        副边2绕组匝数:7

        电感感量:1272uH

        最大磁密:0.316T

        反激变换器常常应用在辅助电源中,且变压器一般会有多个绕组输出,而多绕组输出就会有交叉调整率的问题,下次就说说交叉调整率这个问题。


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